电流双闭环直流调速系统

null转速、电流双闭环直流调速系统和 调节器的工程设计方法 转速、电流双闭环直流调速系统和 调节器的工程设计方法 电力拖动自动控制系统第 2 章2.1 转速、电流双闭环直流调速系统 及其静特性2.1 转速、电流双闭环直流调速系统 及其静特性一。问题的提出null 采用转速负反馈和PI调节器的单闭环直流调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差。 如果对系统的动态性能要求较高，单闭环系统就难以满足需要。如何控制动态性能？如何控制动态性能？电力拖动系统的运动方程： 结论：要得到好的动态性能，必须控制好转矩，即控制好电流。1. 单闭环系统的主要问题1. 单闭环系统的主要问题 单闭环系统不能控制电流和转矩的动态过程。 电流截止负反馈环节只是用来限制电流的冲击，并不能很好地控制电流的动态波形。2. 理想的起动过程a) 理想的快速起动过程IdLnIdmb) 带电流截止负反馈的单闭环调速系统图2-1 直流调速系统起动过程的电流和转速波形n2. 理想的起动过程3. 解决思路3. 解决思路 为了实现在允许条件下的最快起动，关键是要获得一段使电流保持为最大值Idm的恒流过程。 按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。 null 现在的问题－－希望能实现控制： 起动过程，只有电流负反馈，没有转速负反馈。 稳态时，只有转速负反馈，没有电流负反馈。 怎样才能做到这种既存在转速和电流两种负反馈，又使它们只能分别在不同的阶段里起作用呢？------转速电流双闭环系统二。 转速、电流双闭环直流调速系统的组成+TGnASRACRU*n+-UnUiU*i+-UcTAM+-UdIdUPE-图2-2 转速、电流双闭环直流调速系统结构 ASR—转速调节器 ACR—电流调节器 TG—测速发电机 TA—电流互感器 UPE—电力电子变换器ni二。 转速、电流双闭环直流调速系统的组成转速、电流双闭环直流调速系统的组成转速、电流双闭环直流调速系统的组成 把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。 从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。 这就形成了转速、电流双闭环调速系统。 系统电路结构 系统电路结构图2-3 双闭环直流调速系统电路原理图 ++--TG+-+-RP2U*nR0R0UcUiRiCi++-R0R0RnCnASRACRLMRP1UnU*iLM+MTAIdUdUPE+-+-限幅的作用：限幅的作用： 转速调节器ASR的输出限幅电压U*im －－电流给定电压的最大值，即限制了最大电流； 电流调节器ACR的输出限幅电压Ucm －－Uc的最大值，即限制了电力电子变换器的最大输出电压Udm。限幅电路（外限幅，输出限幅）限幅电路（外限幅，输出限幅）二极管钳位的外限幅电路限幅电路（内限幅，输出和积分限幅）限幅电路（内限幅，输出和积分限幅）三。 双闭环系统稳态结构图和静特性 1. 稳态结构图：图2-4(a) 双闭环直流调速系统的稳态结构框图(ASR未饱和) —转速反馈系数  —电流反馈系数 Ks  1/CeU*nUcIdEnUd0Un++-ASR+U*i-IdR R  ACR-UiUPE三。 双闭环系统稳态结构图和静特性 1. 稳态结构图：ASR饱和，相当于电流闭环系统图2-4 (b) ASR饱和，相当于电流闭环系统 ASR饱和，相当于电流闭环系统 2. 系统静特性 2. 系统静特性 设计时，ACR不会达到饱和状态。 CA段ASR未饱和，AB段ASR饱和。 （1）转速调节器不饱和－转速无静差（1）转速调节器不饱和－转速无静差即 U*i > U*im， Id < Idm。 （2） 转速调节器饱和－电流无静差（2） 转速调节器饱和－电流无静差U*i = U*im，稳态时 最大电流-- Idm 取决于容许过载能力和拖动系统允许的最大加速度。 n < n0，3. 两个调节器的作用3. 两个调节器的作用转速无静差：在负载电流小于Idm时 表 关于同志近三年现实表现材料材料类招标技术评分表图表与交易pdf视力表打印pdf用图表说话 pdf 现转速负反馈起主要调节作用。 电流无静差：当负载电流达到 Idm 后，转速调节器饱和，电流调节器起调节作用。四。 各变量的稳态工作点和稳态参数计算四。 各变量的稳态工作点和稳态参数计算 双闭环调速系统在稳态工作中，当两个调节器都不饱和时，各变量之间有下列关系： (2-3) (2-5) (2-4) PI调节器特点：PI调节器特点： 比例环节的输出量总是正比于其输入量。 PI调节器未饱和时，其输出量的稳态值是输入的积分，最终使PI调节器输入为零，才停止积分。 双闭环系统中，稳态时： 电流调节器的输出： 转速调节器的输出： 反馈系数计算： 反馈系数计算：转速反馈系数 电流反馈系数 (2-6) (2-7) 2.2 双闭环直流调速系统的数学模型 和动态性能分析2.2 双闭环直流调速系统的数学模型 和动态性能分析 双环系统起动过程是怎样的？ 从动态数学模型出发，分析双闭环直流调速系统的起动过程、动态抗扰性能、转速和电流两个调节器的作用。一。 双闭环直流调速系统的动态数学模型一。 双闭环直流调速系统的动态数学模型PI调节器的结构：ASR及ACR都采用PI调节器：系统动态结构图：U*nn系统动态结构图：二。 起动过程分析 二。 起动过程分析 突加给定电压U*n时，双闭环直流调速系统在带有负载IdL 条件下起动过程的电流波形和转速波形。图2-7 双闭环直流调速系统起动时的转速和电流波形 IdL Id n n* Idm OOIIIIIIt4 t3 t2 t1 1. 起动过程1. 起动过程 在起动过程中转速调节器ASR经历了不饱和（ I ）、饱和（ II ）、退饱和（ III ）三个阶段。 第I阶段 电流上升阶段（0 ~ t1） IdL Id n n* Idm OOIIIIIIt4 t3 t2 t1 tt第I阶段 电流上升阶段（0 ~ t1） 第I阶段 电流上升的阶段（续）第I阶段 电流上升的阶段（续）突加给定电压 U*n 后，Id 上升，当 Id 小于负载电流 IdL 时，电机还不能转动。 当 Id ≥ IdL 后，电机开始起动，由于机电惯性作用，转速不会很快增长，ASR输入偏差电压仍较大， ASR很快进入饱和状态，而ACR一般不饱和。直到Id = Idm ， Ui = U*im 。特点：ASR由不饱和进入饱和状态 转速增加较慢、电流快速上升到Idm。第 II 阶段 恒流升速阶段（t1 ~ t2） n IdL Id n* Idm OOIIIIIIt4 t3 t2 t1 tt第 II 阶段 恒流升速阶段（t1 ~ t2） 第 II 阶段 恒流升速阶段（续）第 II 阶段 恒流升速阶段（续）ASR始终是饱和的，转速环相当于开环，系统为在恒值电流U*im 给定下的电流调节系统，基本上保持电流 Id 恒定，因而系统的加速度恒定，转速呈线性增长，直到n =n* 。电机的反电动势E 也按线性增长，对电流调节系统来说，E 是一个线性渐增的扰动量，为了克服它的扰动， Ud0和 Uc 也必须基本上按线性增长，才能保持 Id 恒定。 当ACR采用PI调节器时，要使其输出量按线性增长，其输入偏差电压必须维持一定的恒值，也就是说， Id 应略低于 Idm。第 II 阶段 恒流升速阶段（续）第 II 阶段 恒流升速阶段（续）特点： ASR处于饱和状态－－转速环开环； 电流无静差系统； 转速线性上升； Id略小于Idm第 Ⅲ 阶段转速调节阶段（ t2 以后） 第 Ⅲ 阶段转速调节阶段（ t2 以后） ASR和ACR都不饱和，ASR起主导作用，ACR力图使 Id 尽快地跟随 U*i ，或者说，电流内环是一个电流随动子系统。IdL Id n n* Idm OOIIIIIIt4 t3 t2 t1 tt第 Ⅲ阶段 转速调节阶段（续）第 Ⅲ阶段 转速调节阶段（续）当n =n*时，ASR输入偏差为零，但其输出却由于积分作用还维持在限幅值U*im ，所以电机仍在加速，使n>n*。 ASR输入偏差电压变负，开始退出饱和， U*i 和 Id 很快下降。但是，只要 Id 仍大于负载电流 IdL ，转速就继续上升。 直到Id = IdL时，转矩Te= TL ，则dn/dt = 0，转速n才到达峰值（t = t3时）。第 Ⅲ阶段 转速调节阶段（续）第 Ⅲ阶段 转速调节阶段（续）此后，电动机在负载的阻力下减速，在一小段时间内（ t3 ~ t4 ）， Id < IdL ，直到稳定Id = IdL ， n =n* 。 如果调节器参数整定得不够好，会有振荡过程。IdL Id n n* Idm OOIIIIIIt4 t3 t2 t1 tt特点： ASR不饱和，起主要调节作用； ACR起跟随作用； 转速有超调。 2. 起动过程的特点：2. 起动过程的特点： 双闭环直流调速系统的起动过程有以下三个特点： （1）饱和非线性控制 （2）转速超调 （3）准时间最优控制(有限制条件的最短时间控制) 三。双闭环调速系统动态抗扰性能分析 三。双闭环调速系统动态抗扰性能分析 主要扰动源： 负载变化； 电源电压变化。1. 抗负载扰动1. 抗负载扰动直流调速系统的抗负载扰动作用抗负载扰动（续）抗负载扰动（续） 扰动作用位置：电流环之外 抗扰作用调节器：转速调节器ASR 对ASR的设计要求：应要求有较好的抗扰性能指标。2. 抗电网电压扰动2. 抗电网电压扰动-IdL±∆Ud图2-8 直流调速系统的动态抗扰作用 ± △Ud—电网电压波动在整流电压上的反映 抗电网电压扰动抗电网电压扰动 双闭环系统中，由于增设了电流内环，电压波动可以通过电流反馈得到比较及时的调节，不必等它影响到转速以后才能反馈回来，抗扰性能大有改善。 扰动作用位置：电流环内的前向通道 抗扰作用的调节器：电流调节器ACR 1. 转速调节器的作用1. 转速调节器的作用 （1）速度调节－它使转速 n 很快地跟随给定电压变化，稳态时可减小转速误差，如果采用PI调节器，则可实现无静差。 （2）抗扰作用－－对负载变化起抗扰作用。 （3）限制电机最大电流－－其输出限幅值决定电机允许的最大电流。四。 转速、电流调节器的作用 2. 电流调节器的作用2. 电流调节器的作用（1）跟随作用－－作为内环的调节器，在外环转速的调节过程中，它的作用是使电流紧紧跟随其给定电压（即外环调节器的输出量）变化。 （2）抗扰作用－－对电网电压的波动起及时抗扰的作用。 （3）加快动态过程－－在转速动态过程中，保证获得电机允许的最大电流，从而加快动态过程。 （4）过流自动保护作用－－当电机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起快速的自动保护作用。一旦故障消失，系统立即自动恢复正常。这个作用对系统的可靠运行来说是十分重要的。 2.3 调节器的工程设计方法2.3 调节器的工程设计方法必要性: 设计调节器须同时解决稳、准、快、抗干扰等各方面相互有矛盾的静、动态性能要求。 可能性: 电力拖动自动控制系统可由低阶系统近似，事先研究低阶典型系统的特性，将实际系统校正成典型系统，设计过程就简便多了。设计方法的原则设计方法的原则 （1）概念清楚、易懂； （2）计算 公式 小学单位换算公式大全免费下载公式下载行测公式大全下载excel公式下载逻辑回归公式下载 简明、好记； （3）不仅给出参数计算的公式，而且指明参数调整的方向； （4）能考虑饱和非线性控制的情况，同样给出简单的计算公式； （5）适用于各种可以简化成典型系统的反馈控制系统。一。 工程设计方法的基本思路 一。 工程设计方法的基本思路 选择典型系统 －－根据系统性能要求选择合适的典型系统 2. 选择调节器结构 －－使系统典型化并满足稳定和稳态精度。 3. 设计调节器的参数 －－满足动态性能指标的要求。二。 控制系统的动态性能指标二。 控制系统的动态性能指标 动态性能指标： 跟随性能指标 抗扰性能指标 调速系统的动态指标－－以抗扰性能为主； 随动系统的动态指标－－以跟随性能为主。 系统典型的阶跃响应曲线 系统典型的阶跃响应曲线图2-11 典型阶跃响应曲线和跟随性能指标跟随性能指标跟随性能指标 阶跃响应跟随性能指标： tr — 上升时间：第一次到达给定值的时间  — 超调量: ts — 调节时间:进入误差带的时间 突加扰动的动态过程和抗扰性能指标 突加扰动的动态过程和抗扰性能指标图2-12 突加扰动的动态过程和抗扰性能指标抗扰性能指标抗扰性能指标 抗扰性能指标： Cmax — 最大动态降落 tv — 恢复时间： 三。典型系统三。典型系统 一般来说，许多控制系统的开环传递函数都可表示为 典型系统典型系统 分母中的 sr 项表示该系统在原点处有 r 重极点， r=0，1，2，…时，分别称作0型、I型、Ⅱ型、…系统。 0型系统稳态精度低，而Ⅲ型和Ⅲ型以上的系统很难稳定。 为了保证稳定性和较好的稳态精度，多选用I型和II型系统。1. 典型I型系统1. 典型I型系统（1）结构图与传递函数 式中 T — 系统的惯性时间常数； K — 系统的开环增益。（2-9）典型I型系统开环对数频率特性O典型I型系统开环对数频率特性典型I型系统性能特性 系统结构简单，对数幅频特性–20 dB/dec 的斜率穿越 0dB 线，只要参数的选择能保证足够的中频带宽度，系统就一定是稳定的，且有足够的稳定裕量，当 或相角稳定裕度 典型I型系统性能特性2. 典型Ⅱ型系统2. 典型Ⅱ型系统结构图和传递函数 （2-10）典型Ⅱ型系统开环对数频率特性OdB/decdB/decdB/dec典型Ⅱ型系统开环对数频率特性1/典型Ⅱ型系统系统性能特性 典型的II型系统也是以 –20dB/dec 的斜率穿越零分贝线。为保证系统稳定，选择参数应满足 或  比 T 大得越多，系统的稳定裕度越大。典型Ⅱ型系统系统性能特性四。 典型I型系统性能指标和参数的关系四。 典型I型系统性能指标和参数的关系 典型I型系统中，时间常数 T 在实际系统中往往是控制对象本身固有的，能够改变的只有开环增益 K 。 设计时，需要按照性能指标选择参数 K 。 K 与开环对数频率特性的关系 K 与开环对数频率特性的关系 不同 K 值时典型 I 型系统的开环对数频率特性，箭头表示K值增大时特性变化的方向。 K 与截止频率 c 的关系 K 与截止频率 c 的关系 当c < 1 / T时，特性以–20dB/dec斜率穿越零分贝线，系统有较好的稳定性。由图中的特性可知：所以 K = c （当 c 时） (2-12) 快速性与稳定性之间的矛盾快速性与稳定性之间的矛盾 K值越大，截止频率c 也越大，系统响应越快，相角稳定裕度 = 90°– arctgcT越小，这也说明快速性与稳定性之间的矛盾。 在选择参数 K时，须在二者之间取折衷。 1. 典型I型系统跟随性能指标与参数的关系1. 典型I型系统跟随性能指标与参数的关系 （1）稳态跟随性能指标e不同输入信号作用下的稳态误差不同输入信号作用下的稳态误差稳态跟随性能指标稳态跟随性能指标在阶跃输入下的 I 型系统稳态时是无差的； 但在斜坡输入下则有恒值稳态误差，且与 K 值成反比； 在加速度输入下稳态误差为 。 因此，I型系统不能用于具有加速度输入的随动系统。（2）动态跟随性能指标（2）动态跟随性能指标闭环传递函数：典型 I 型系统是一种二阶系统，其闭环传递函数的一般形式为 （2-13） 式中 n — 无阻尼时的自然振荡角频率，或称 固有角频率；  — 阻尼比，或称衰减系数。K、T与标准形式参数的换算K、T与标准形式参数的换算二阶系统的动态响应性质  <1，欠阻尼的振荡特性，   1，过阻尼的单调特性；  = 1，临界阻尼。 过阻尼动态响应较慢，一般把系统设计成欠阻尼，即 0<  < 1二阶系统的动态响应性质典型I型系统的阻尼比典型I型系统的阻尼比 在典 I 系统中 KT <1，代入式 得  > 0.5，应取 (2-18) 性能指标和系统参数之间的关系(2-19) (2-20) (2-21) 超调量 上升时间 峰值时间 性能指标和系统参数之间的关系典型I型系统跟随性能指标和频域指标与参数的关系典型I型系统跟随性能指标和频域指标与参数的关系性能指标讨论：性能指标讨论：1。当 ， 时，超调量为 ，稳定性和快速性都较好－－西门子把它称为“二阶最佳系统”； 2。在工程上，根据不同的工艺要求，可以有不同的最佳参数选择，根据要求选择参数； 3。列表的目：为参数的选择提供了简便的途径，当不能满足所需的全部性能指标时，说明典型Ⅰ型系统已不能适用，须采用其它控制方法。2. 典型I型系统抗扰性能指标与参数的关系典型Ⅰ型系统已经规定了系统的结构，分析它的抗扰性能指标的关键因素是扰动作用点，某种定量的抗扰性能指标只适用于一种特定的扰动作用点。2. 典型I型系统抗扰性能指标与参数的关系电流环的扰动作用点：电流环的扰动作用点：在 采用PI调节器的情况下，在扰动作用点前后各是一个一阶惯性环节，其动态结构框图为： （T2>T1） null仅考虑扰动作用R(s)=0扰动作用下的典型I型系统的传递函数:典型I型系统 扰动作用下的典型I型系统的传递函数:(2-25) 阶跃扰动作用下的输出变化量阶跃扰动作用下的输出变化量阶跃扰动：输出变化量：当典型I型系统动态抗扰性能指标与参数的关系（KT=0.5,Cb=FK2/2)典型I型系统动态抗扰性能指标与参数的关系（KT=0.5,Cb=FK2/2)结果分析结果分析 当控制对象的两个时间常数相距较大时，动态降落减小，但恢复时间却拖得较长。五。 典型II型系统性能指标和参数的关系 五。 典型II型系统性能指标和参数的关系 典型II型系统的时间常数T也是控制对象固有的，而待定的参数有两个： K 和  。 定义中频宽：(2-32) 典型Ⅱ型系统的开环对数幅频特性典型Ⅱ型系统的开环对数幅频特性0 -20 –40 -40  / s-1c=1–20dB/dec–40dB/dec–40dB/dec中频宽参数之间的一种最佳配合参数之间的一种最佳配合采用“振荡指标法”中的闭环幅频特性峰值最小准则，可以找到和两个参数之间的一种最佳配合， 参数之间的一种最佳配合参数之间的一种最佳配合则 1. 典型II型系统跟随性能指标和参数的关系（1）稳态跟随性能指标 系统在不同输入信号作用下的稳态误差 1. 典型II型系统跟随性能指标和参数的关系null 在阶跃和斜坡输入下，II型系统稳态时均无差； 加速度输入下稳态误差与开环增益K成反比。（2）动态跟随性能指标（2）动态跟随性能指标典型II型系统阶跃输入跟随性能指标 （按Mrmin准则确定关系时） h越小超调量越大－－稳定性差2. 典型Ⅱ型系统抗扰性能指标和参数的关系转速环在负载扰动作用下的动态结构:2. 典型Ⅱ型系统抗扰性能指标和参数的关系2. 典型Ⅱ型系统抗扰性能指标和参数的关系2. 典型Ⅱ型系统抗扰性能指标和参数的关系抗扰系统结构图2-17b 典型II型系统在一种扰动作用下的动态结构框图扰动系统的输出响应在阶跃扰动下， （2- 43） 扰动系统的输出响应Cb = 2FK2T （2-44） 取输出量基准值为 典型II型系统动态抗扰性能指标与参数的关系典型II型系统动态抗扰性能指标与参数的关系（参数关系符合最小Mr准则）null 一般来说， h 值越小， Cmax/Cb 也越小， tm 和 tv 都短，因而抗扰性能越好，这个趋势与跟随性能指标中超调量与 h 值的关系恰好相反，反映了快速性与稳定性的矛盾。 但是，当 h < 5 时，由于振荡次数的增加， h 再小，恢复时间 tv 反而拖长了。 h = 5是较好的选择两种典型系统性能比较静态误差不同 －－典型 I 只对阶跃输入无差，典型Ⅱ对斜坡输入也无差 动态跟随及抗扰性能 －－典型 I 型系统在跟随性能上可以做到超调小，抗扰性能较差 －－典型Ⅱ型系统的超调量相对较大，抗扰性能却比较好。 这是设计时选择典型系统的重要依据。两种典型系统性能比较六。 调节器结构的选择和传递函数的近似 处理——非典型系统的典型化六。 调节器结构的选择和传递函数的近似 处理——非典型系统的典型化1. 调节器结构的选择 基本思路: 将控制对象校正成为典型系统。校正成典型I型系统的几种调节器选择校正成典型I型系统的几种调节器选择T1、T2 T3T1 T2校正成典型II型系统的几种调节器选择认为： 校正成典型II型系统的几种调节器选择2. 传递函数近似处理2. 传递函数近似处理（1）高频段小惯性环节的近似处理 小时间常数所对应的频率都处于频率特性的高频段，形成一组小惯性群。例如，系统的开环传递函数为 高频段小惯性群的近似处理高频段小惯性群的近似处理 当系统有一组小惯性群时，在一定的条件下，可以将它们近似地看成是一个小惯性环节，其时间常数等于小惯性群中各时间常数之和。 例如：近似条件（2）高阶系统的降阶近似处理（2）高阶系统的降阶近似处理三阶系统 a，b，c都是正数，且bc a，即系统是稳定的。 降阶处理：忽略高次项，得近似的一阶系统 近似条件 (2-50) (2-51) (2-52) （3）低频段大惯性环节的近似处理（3）低频段大惯性环节的近似处理 时间常数特别大的惯性环节，可以近似为积分环节，即 近似条件 (2-53) 对频率特性的影响对频率特性的影响低频段大惯性环节近似处理对频率特性的影响 低频时把特性a 近似地看成特性b 2.4 按工程设计方法设计双闭环系统的调节器2.4 按工程设计方法设计双闭环系统的调节器 系统设计的一般原则： “先内环后外环” 从内环开始，逐步向外扩展。在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。转速、电流双闭环调速系统-IdL(s)Ud0(s)Un+--+-UiACR1/RTl s+1RTmsU*I(s)Uc(s)Ks Tss+1Id1 Ce+EASRU*n(s)n(s)电流环图2-22 双闭环调速系统的动态结构框图 转速、电流双闭环调速系统E(s)增加了滤波环节 一。 电流调节器的设计设计分为以下几个步骤： 1.电流环结构图的简化； 2.电流调节器结构的选择； 3.电流调节器的参数计算； 4.电流调节器的实现； 5. 检验近似条件。一。 电流调节器的设计1. 电流环结构图的简化1. 电流环结构图的简化简化内容 忽略反电动势的动态影响 等效成单位负反馈系统 小惯性环节近似处理 （1）忽略反电动势的动态影响（1）忽略反电动势的动态影响 暂不考虑反电动势变化的动态影响，电流环如下图所示。简化条件： 电流环截止频率等效成单位负反馈系统 给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U*i(s) / ，则电流环便等效成单位负反馈系统。 图2-23b等效成单位负反馈系统（2）小惯性环节近似处理 Ts 和 T0i 一般都比Tl 小得多，可以近似为一个惯性环节，其时间常数为 T∑i = Ts + Toi (2-55) 简化的近似条件为 (2-56) （2）小惯性环节近似处理电流环结构图电流环结构图2.电流调节器结构的选择2.电流调节器结构的选择典型系统的选择：采用 I 型系统 电流调节器选择：PI型的电流调节器，传递函数 （2-57） Ki — 电流调节器的比例系数； i＝R1C — 电流调节器的超前时间常数。null3. 电流调节器的参数计算3. 电流调节器的参数计算 调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消 则电流环的动态结构图便成为典型Ⅰ系统，其中3. 电流调节器的参数计算(续）3. 电流调节器的参数计算(续） 如希望电流超调量i ≤ 5%，选  =0.707， KI Ti =0.5，则 根据性能要求查典型I型系统跟随性能指标与参数的关系表, 查出KT值，因T已知，计算K。校正后电流环的结构和特性图2-24 校正成典型I型系统的电流环 a) 动态结构框图 b) 开环对数幅频特性: 校正后电流环的结构和特性4. 电流调节器的实现4. 电流调节器的实现模拟式电流调节器电路图中: U*i —电流给定电压； –Id —电流负反馈电压； Uc —电力电子变换器的控制电压。图2-25 含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器 电流调节器电路参数的计算公式电流调节器电路参数的计算公式(2-62) (2-63) (2-64) 5。检验近似条件：5。检验近似条件：计算电流环截止频率： （1）电力电子变换器纯滞后的近似处理： （2）忽略反电动势变化对电流环的动态影响： （3）电流环小惯性群的处理： 二。 转速调节器的设计设计步骤： 1.电流环的等效闭环传递函数； 2.转速调节器结构的选择； 3.转速调节器参数的选择； 4.转速调节器的实现； 5. 校验近似条件。 二。 转速调节器的设计1. 电流环的等效闭环传递函数1. 电流环的等效闭环传递函数电流环闭环传递函数 (2-65) 电流环的传递函数简化:忽略高次项，上式可降阶近似为 (2-66) 近似条件可由式（2-52）求出 (2-67) 式中 cn — 转速环开环频率特性的截止频率。 电流环的传递函数简化:电流环等效传递函数(2-68) 电流环等效传递函数 原来双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似地等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节。 电流闭环控制的意义电流闭环控制的意义 电流闭环控制改造了控制对象，加快了电流的跟随作用，这是局部闭环（内环）控制的一个重要功能。 2. 转速调节器结构的选择2. 转速调节器结构的选择转速环的动态结构 系统等效和小惯性的近似处理 把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成 U*n(s)/，再把时间常数为 1 / KI 和 Ton 的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为下式的惯性环节，系统等效和小惯性的近似处理近似条件：转速开环传递函数选择转速开环传递函数选择 为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器 ASR 中。 在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型 Ⅱ 型系统。转速调节器结构选择转速调节器结构选择ASR采用PI调节器（2-70） Kn — 转速调节器的比例系数；  n — 转速调节器的超前时间常数。 转速环结构简化转速环结构简化转速系统的开环传递函数转速环开环增益为（2-72） 则 （2-71） 转速系统的开环传递函数校正后的系统结构n (s)图2-26c 校正后成为典型 II 型系统 校正后的系统结构3. 转速调节器的参数计算 3. 转速调节器的参数计算 按照典型Ⅱ型系统的参数关系，（2-74） （2-75） （2-76） 因为 中频宽 h：根据性能指标要求选取。 所以4. 转速调节器的实现4. 转速调节器的实现模拟式转速调节器电路图2-27 含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器 图中： U*n —转速给定电压， - n —转速负反馈电压， U*i —调节器的输出是电流调节器的给定电压。 转速调节器参数计算(2-77) (2-78) (2-79) 转速调节器参数计算5.校验近似条件5.校验近似条件计算转速环截止频率： （1）电流环传递函数简化： （2）转速环小时间常数的近似处理： 转速环与电流环的关系转速环与电流环的关系 外环的响应比内环慢，这是按上述工程设计方法设计多环控制系统的特点。这样做，虽然不利于快速性，但每个控制环本身都是稳定的，对系统的组成和调试工作非常有利。 三. 转速调节器退饱和超调三. 转速调节器退饱和超调 突加给定电压后，转速调节器很快就进入饱和状态，当转速上升到给定值时，转速偏差电压变成负值，ASR退出饱和,在起动过程中转速必然超调。 不是按线性系统规律的超调，而是经历了饱和非线性区域之后的超调，称作“退饱和超调”，不等于典型II型系统跟随性能指标中的超调量。起动过程：起动过程：转速调节器退饱和初值转速调节器退饱和初值 ASR饱和时，相当于转速环开环，电流是恒值 延续到 退饱和初始条件: 转速退饱和超调动态结构图转速退饱和超调动态结构图考虑实际转速与给定转速的差值n ， 转速退饱和超调动态结构图2-29b。 把n的负反馈作用反映到主通道第一个环节的输出量上来，得图2-29c，为了保持各量间的加减关系不变，符号作相应的变化。null与典Ⅱ抗扰性能结构图相同图2－29退饱和转速超调的等价性退饱和转速超调的等价性 典型II型系统，在稳定运行，突将负载减小到 转速会产生一个动态速升与恢复的过程，这样的突卸负载速升过程也就是退饱和转速超调过程。退饱和转速超调 n的基准值退饱和转速超调 n的基准值 在典型II型系统抗扰性能指标中， C的基准值 ：这里：null退饱和转速超调 n的基准值－电动机允许的过载倍 －负载系数 z 退饱和超调量 退饱和超调量 转速超调量 %，其基准值应该是 经基准值换算后得 起动时间计算：起动时间计算：当ASR饱和时，相当于转速开环，Id=Idm,电机按恒加速度起动：这个加速过程一直延续到t2时刻n＝n*为止。第二章小结：第二章小结：第二章小结（续）：第二章小结（续）：设计举例 设计举例 某晶闸管供电的双闭环直流调速系统，整流装置采用三相桥式电路，基本数据如下： 直流电动机： 额定电压 , 额定电流 ,额定转速 ，电动机电势系数 ，允许过载倍数 ； 晶闸管装置放大系数： ； 电枢回路总电阻： ； 时间常数： ， ； 电流反馈系数： （ ） ； 转速反馈系数: ( )。 设计要求： 静态指标：无静差 动态指标：电流超调量 ；空载起动到额定转速时的转速超调量 。习题举例2－16习题举例2－16 1) α= U*nm/n =15/1500=0.01 Vmin/r β= U*im/Idm = 10/30=0.33 V/min Un* =5 V，n=Un*/α=5/0.01=500 r/min Uc=Ud0/Ks=(E+IdR)/Ks =(Cen+IdlR)/Ks =(0.128*500+20*2)/30=3.467 V习题举例2－16（续）在上述稳定运行情况下，电动机突然失磁（Φ=0）则电动机无电动转矩，转速迅速下降到零，转速调节器很快达到饱和，要求整流装置输出最大电流Idm 。因此，系统稳定后: n=0，Un=0 Ui*=Uim* =10V， Ui=Ui* =10V Id=Idm=30A Uc=Ud0/Ks=(E+IdR)/Ks=(0+30*2)/30=2 V 习题举例2－16（续）习题举例2－16（续）3) 在跟随给定作用下，转速环处于线性状态，此时系统的开环传递函数： 习题举例2－16（续）KN(τns+1)s2(T∑ns+1)Wn(s)=τn=hT∑n=5*0.05=0.25s T∑n=0.05s KN=(h+1)/2h2T∑n2=6/2*25*0.052=48s-2习题举例2－16（续）习题举例2－16（续） 4) 空载突加额定负载时，转速有动态降落。（p85,86) Δnb=2(λ-z)ΔnNT∑n/Tm =2*(1-0)*20*2/0.128*(0.05/0.05) = 625 r/min [ Cb=2FK2T=2IdNRT∑n/CeTm =2*20*2*0.05/0.128*0.05=625 r/min ] 最大动态速降：Δnmax=(ΔCmax/Cb)*Δnb=81.2%*625 =507.5 r/min 恢复时间：tv=8.8T=8.8*0.05=0.44s(p71表）习题举例2－16（续）习题举例2－16（续）n Id例题2-1例题2-1 某晶闸管供电的双闭环直流调速系统，整流装置采用三相桥式电路，基本数据如下： 直流电动机：220V，136A，1460r/min，Ce=0.132V min/r，允许过载倍数=1.5；晶闸管装置放大系数：Ks=40；电枢回路总电阻：R=0.5；时间常数：Tl=0.03s，Tm =0.18s； 电流反馈系数：=0.05V/A。 设计要求：设计电流调节器，要求电流超调量例题2-1解 例题2-1解 1、确定时间常数 整流装置滞后时间常数：三相桥式电路的平均失控时间Ts=0.0017s。 电流滤波时间常数： Toi=2ms=0.002s。 电流环小时间常数之和：按小时间常数近似处理， Ti=Ts+Toi=0.0037s。例题2-1解 例题2-1解 2、选择电流调节器结构 根据设计要求，并保证稳态电流无差，可按典型I型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器。例题2-1解 例题2-1解 3、计算电流调节器参数 电流调节器超前时间常数：要求ACR的比例系数电流环开环增益：例题2-1解 例题2-1解 4、校验近似条件 电流环截止频率：（1）满足晶闸管整流装置传递函数的近似条件例题2-1解 例题2-1解 （2）满足忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件（3）满足电流环小时间常数近似处理条件例题2-1解 例题2-1解 5、计算调节器电阻和电容电流环可以达到的动态跟随性能指标为满足设计要求。例题2-2例题2-2 在例题2-1中，除已给数据外，已知：转速反馈系数=0.007Vmin/r，要求转速无静差，空载起动到额定转速时的转速超调量n%≤10%。试按工程设计方法设计转速调节器，并校验转速超调量的要求能否得到满足。 例题2-2解例题2-2解1、确定时间常数 （1）电流环等效时间常数1/KI：由例题2-1，已取KITi=0.5，则例题2-2解例题2-2解（3）转速环小时间常数,按小时间常数近似处理，取（2）转速滤波时间常数：根据所用测速发电机纹波情况，取例题2-2解例题2-2解2、选择转速调节器结构 按照设计要求，选用PI调节器。 3、计算转速调节器参数 按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，则ASR的超前时间常数为例题2-2解例题2-2解 转速环开环增益： ASR的比例系数为例题2-2解例题2-2解4、检验近似条件 转速环截止频率为（1）满足电流环传递函数简化条件 例题2-2解例题2-2解(2）满足转速环小时间常数近似处理条件 5、计算调节器电阻和电容 例题2-2解例题2-2解6、校核转速超调量 当h=5时，不能满足设计要求。实际上，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量，见例题2-3。 例题2-3例题2-3 试按退饱和超调量的计算方法计算例题2-2中调速系统空载起动到额定转速时的转速超调量，并校验它是否满足设计要求。例题2-3解例题2-3解设理想空载起动时z=0，由例题2-1和2-2的已知数据有：=1.5，R=0.5Ω， 例题2-3解例题2-3解当h=5时，由表2-7查得， 代入式（2-84），可得能满足设计要求。*2.6 弱磁控制的直流调速系统*2.6 弱磁控制的直流调速系统调压与弱磁的配合控制 非独立控制励磁的调速系统 弱磁过程的直流电机数学模型和弱磁控制系统转速调节器的设计 *2.6.1 调压与弱磁的配合控制TeNnNnmaxUNUPPTeUnO图2-35 变压与弱磁配合控制特性 *2.6.1 调压与弱磁的配合控制*2.6.2 励磁控制的调速系统*2.6.2 励磁控制的调速系统在基速以下调压调速时，保持磁通为额定值不变； 在基速以上弱磁升速时，保持电压为额定值不变； 弱磁升速时由于转速升高，使转速反馈电压也随着升高Un，因此必须同时提高转速给定电压Un*，否则转速不能上升。非独立控制励磁的调速系统 TVDAE图2-36 非独立控制励磁的调速系统TGnASRACRU*nRPn-UnUiU*i-UcTAVM-UdIdUPE-AFR+Uif+UPEFU*if+RPeAERUi-U*eUeTAFUv+Ucf～～-非独立控制励磁的调速系统 工作原理 工作原理 E = Ke n ，若能E不变，则n上升， 减小。 引入电动势调节器 AER，利用电动势反馈，使励磁系统在弱磁调速过程中保持电动势 E 基本不变。电动势的计算与给定电动势的计算与给定 直接检测电动势比较困难，，采用间接计算的方法 E = Ud – RId + LdId / dt 由电动势运算器 AE ，算出电动势 E 的反馈信号 Ue 。 由RP2提供电动势的给定电压Ue* ，并使Ue* = 95% UN。基速以下调压调速基速以下调压调速 n < 95% nN 时，E < 95% UN ； Ue* > Ue ， AER饱和，相当于电势环开环。 AER的输出限幅值为额定励磁给定，由AFR调节保持磁通为额定值。 用RP1调节转速，转速、电流双闭环系统起控制作用。 基速以上弱磁升速基速以上弱磁升速 提高转速给定电压，转速上升。 当 n > 95% nN 时， E > 95% UN ， Ue* < Ue ，AER开始退饱和，减少励磁电流给定电压，从而减少磁通。 AE的设计 AE的设计反电势信号的重构 根据直流调速系统主电路回路方程 （2-96） 可采用运算放大器组成模拟计算电路来实现AE。